本電路是用于超短波理療設備的人體阻抗自動調諧裝置。為了判斷能量發射電路與加載人體組織后的接收電路之間諧振參數是否達到最佳匹配狀態，本文設計了針對高頻信號的包絡檢波電路，配合接收電路中可變電容自動調節裝置，完成阻抗匹配與調諧功能。研究通過采樣線圈接收到的調幅波信號，將檢波處理后的電壓信號與能量發射電路中電流信號進行比對。實驗顯示，本電路檢波處理后的電壓信號波形穩定，可被低速模擬數字轉換芯片(ADC)識別，且與能量發射電路電流信號正相關。檢波處理后的電壓值可真實表現電路諧振狀態，實現人體阻抗信號采集功能。
引用本文： 范煦, 王云光, 程海憑, 種曉晨. 用于超短波理療儀的人體阻抗高頻信號檢波電路設計. 生物醫學工程學雜志, 2016, 33(1): 89-95. doi: 10.7507/1001-5515.20160017 復制
引言
超短波理療用于物理治療以及藥物輔助治療，已經成為當今理療康復學中不可或缺的一部分，其療效已被大量臨床試驗證明[1-2]。超短波理療儀是在震蕩中產生高頻電磁波，頻率從30 MHz到300 MHz不等，人體在高頻電磁場作用下，機體組織內離子震動、摩擦，產生內源性熱效應以及生物效應，達到消炎、鎮痛、促進血液循環、加強組織再生以及加速新陳代謝的作用[3]。
目前，國外部分超短波電療設備中已實現人體阻抗自動調諧功能。日本丸高公司生產的UW-02小功率便攜式超短波理療儀體積小、操作簡便、患者使用安全，其自動調諧功能更使治療效果得以提升。德國Physiomed公司的PhysiomerM-S脈沖連續兩用機和英國EMS公司的Megapulse senior系列多頻、變頻理療儀則占有市場主導地位。而國內變頻理療儀產品相對落后，相關成果大多以智能控制系統為主[4-6]，而類似人體阻抗調諧匹配等針對治療過程優化控制的功能，尚無相關研究，在理療器械治療過程自動化功能方面尚存空缺。鑒于超短波理療設備應用廣泛，國內產品功能有限，本文針對人體阻抗自動調諧功能的特點，設計了一種人體阻抗檢波電路，可對人體組織阻抗變化實時檢測，以期改善國產超短波理療儀缺乏功能化、人性化設計的理念。
阻抗信號處理方法可分為正交檢波、相敏檢波和調幅波包絡檢波三種。輸出電路參數調節方式也有連續可變電容器調節、非連續電容接入式調節等多種方法。結合超短波理療儀的構造，我們采用調幅波包絡檢波的方法對高頻人體阻抗信號進行處理。調諧電容為連續可變式空氣電容。電容容值連續可調，耐壓值達1 000 V以上，適合本儀器高壓特性。考慮到儀器電路特性，我們利用磁耦合原理，采集能量發射電路的反射信號。經過檢波處理，得到與電路諧振狀態對應的電壓信號，由低速模擬數字轉換芯片(Analog to Digital Converter,ADC)識別，其結果為電路諧振狀態的反映，由微程序控制器(Micro Control Unit,MCU)進一步處理、運算，從而控制能量接受電路中空氣電容的調節。
1 系統實現方法
超短波理療儀(Ultrashort wave diathermy apparatus,UWDA)中超短波發生器采用固定頻率40.68 MHz工作，外加工頻調幅波影響，最終產生載波頻率為(40.68±1) MHz，調幅波頻率為50 Hz的電壓信號，通過輸出線圈對人體組織輸出連續的高頻電磁波進行治療。
根據推挽式超短波發生器電路原理，超短波發生器電路中無對地電壓零點，設計信號采集電路時，不可將超短波發生電路中任何一點接地進行諧振信號采集[7]。利用磁耦合原理隔離超短波發生電路與信號采集電路，可以在不影響機器工作的情況下獲得不失真的感應電信號。將采集到的信號進行包絡檢波處理，提取出高頻信號的峰值，進行ADC轉換。通過MCU數字濾波處理后得到的值(簡稱：檢波均值)，應與能量發射電路諧振狀態一致變化，即電路諧振時，檢波均值最大；電路非諧振時，檢波均值最小；期間變化情況正相關為最理想。相關性較高的信號處理結果才可真實反映電路諧振情況，以便為阻抗調節功能提供有效信號。人體阻抗匹配自動調諧系統由以下四部分組成：反射信號隔離采集電路、反射信號包絡檢波電路、步進電機聯動可變電容裝置，步進電機驅動部分；其中反射信號包絡檢波電路由前置放大、包絡檢波及ADC電路組成。
本研究的實現原理為：在超短波理療儀工作時，向人體輸出能量。根據磁耦合原理，當輸出電路(等效變壓器次級)功率變化時，輸入電路(等效變壓器初級)功率也隨之正相關變化。當輸入電路電壓固定時，由電路匹配參數變化引起的輸出功率變化將引起輸入電路電流變化。將這一變化的電流信號通過采集線圈耦合信號傳入包絡檢波電路，起到高頻信號磁隔離的作用。檢波電路首先對采集電路進行阻抗隔離，再將信號檢波處理，確保線圈對檢波電路的輸入阻抗不影響其功能。針對二極管導通閾值，檢波電路需要實現閾值電壓以下也要有輸出，保證低電壓信號不丟失。檢波電路的理想輸出信號為50 Hz，是以某個與電路諧振狀態相關的值為中心上下波動的正弦波信號。用相應的數字濾波算法，將電路噪聲信號濾除，求出檢波均值。為了驗證上述電路的準確性和可靠性，設計實驗方法對其性能進行分析。
2 關鍵技術
2.1 高頻信號隔離與采集
為了解決信號適配、接地回路消除、電位分離、噪聲過濾等問題，需要選擇正確有效的隔離方式，并保證隔離后采集信號不失真[8]。信號隔離分為磁隔離、光電隔離、電磁與光電聯合隔離等方式。由于輸入電路沒有接地點，利用電磁隔離技術耦合能量發射電路的電壓信號，采集線圈端可以與包絡檢測電路相連并設置信號共地。考慮噪聲對信號采集的影響，將供電系統以及外界電磁輻射的低頻干擾成分濾除。根據相關實驗結論，本設計采用磁耦合隔離技術實現高頻信號隔離和采集[9]。電磁隔離方式在高頻信號傳輸上的優勢，減少了采集線圈繞線匝數和體積，同時較小的線圈磁通量對低頻電壓信號有較好的抑制效果。
2.1.1 耦合系數
本設計利用耦合電感的目的是信號隔離，并不希望信號在傳輸過程中出現衰減或失真。耦合電感的耦合系數是決定信號傳輸的效率和保真性的重要因素，而耦合系數又取決于初級線圈和次級線圈的匝數、相對位置和周圍介質[10]，所以耦合電感的選取與制作，在線圈匝數固定的情況下，還應保證兩線圈軸向位置固定，且選取導磁性穩定的材料作為填充介質，如磁芯。
人體阻抗采集線圈與能量發射線圈，半徑分別為R1和R2，繞線層數為ω1和ω2 ，軸向長度為l1和l2，匝數分別為N1和N2，軸向角度偏移為θ。由于互感系數M12=M21，在本文中只涉及k≤1的情況,在k＞1時,只需將兩線圈互換即可。由畢奧-薩伐爾定律可證明其互感系數M的計算公式為:
| $M={{N}_{1}}{{N}_{2}}{{M}_{21}}$ |
根據兩線圈耦合系數公式求得耦合系數：
| $k=C\int\limits_{0}^{2\pi }{\int\limits_{0}^{2\pi }{\frac{\sin {{\theta }_{1}}\sin {{\theta }_{2}}+\cos \theta \cos {{\theta }_{1}}\cos {{\theta }_{2}}}{{{r}_{21}}}}}$ |
其中C由以下三個參數決定：線圈等效半徑R，線圈繞線層數ω，線圈軸向長度l。
| $C=\frac{\sqrt{\left( 6{{R}_{1}}+10{{\omega }_{1}}9{{l}_{1}} \right)\left( 6{{R}_{2}}+10{{\omega }_{2}}+9{{l}_{2}} \right)}}{100\pi }$ |
由式(3)可知，當耦合系數固定不變時，兩線圈等效半徑、繞線層數和軸向長度都相等的情況下，耦合電感的能量傳輸效率達到最高、體積最小[11]。本設計通過調整采集線圈與能量發射線圈的相對位置、磁通量和導磁介質等參數，選擇適當的能量傳輸效率，保證輸入檢波電路的波形不失真。
2.1.2 電路設計與測試
經由隔離線圈耦合后的高頻信號，次級端由示波器測量，其頻率特性保留完整。由于初級線圈為高壓電路，僅需考慮線圈的耦合系數和次級線圈功率損耗，考慮到次級線圈信號僅做波形檢測用，因此在本采集電路中次級線圈的功率損耗為無功功率。為盡量避免線圈本身的發熱和無功功率的產生，次級線圈阻抗要保證不會過小，以保證采集電路正常工作。
次級線圈阻抗為R，示波器測得感應線圈電動勢如表 1所示。
表1
采集線圈測量數據
Table1.
The measurement data of collect coil
最大電壓為5檔諧振狀態Vmax=125.7 V，最小電壓為1檔非諧振狀態Vmin=13.7 V，這里測量的數據稍有誤差，理想狀況為Vmax=Vmin；計算發熱功耗時，當以最小調諧狀態中Vmax和｜Vmin｜中較大的電壓作為最小電壓功耗。感應線圈最大發熱功耗為Qmax。
| ${{Q}_{\max }}=I_{\max }^{2}\cdot R={{\left\{ \frac{{{U}_{\max }}}{R} \right\}}^{2}}\cdot R=\frac{{{U}_{\max }}}{R}$ |
根據1/4 W電阻規格，額定功率為0.25 W，則R取值為：
| $R\ge \frac{U_{\max }^{2}}{P}\approx 63.20\text{k}\Omega $ |
本設計選用75 kΩ為采集線圈阻抗，避免回路電流過大，以達到抑制無功功率、保護電路的目的。
2.2 高頻信號峰值檢測
峰值檢測是從高頻調幅波中提取出低頻調制信號的過程，可以直接利用非線性器件的相乘作用得到所需的解調電壓。實際應用當中還應考慮到電路的輸入阻抗以及輸出阻抗的匹配問題。
本設計借助個人集成電路模擬程序(Personal Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis，PSPICE)電路仿真軟件完成電路具體參數的設計。PSPICE模型能夠滿足電路動態仿真的要求，其原件模型與實際原件特性相似度較高，根據元件實際參數設置容差值。仿真結果與實驗電路測試結果相近，提高了模擬電路設計的成功率，且節約時間和成本，因而對電路設計有重要指導意義。
2.2.1 檢波原理
檢波技術主要分為正交檢波、相敏檢波和包絡檢波三種。正交檢波主要用于處理帶寬較大的高次諧波信號，將調制后的信號還原為基帶信號[12-13]。正交檢波方法解調信號對原始信號采樣頻率要求較高，要求采集完整的調制信號進行點乘運算，得出的信號不具有實時性，且對系統存儲資源和運算資源要求較高。相敏檢波方法在解調信號過程中，必須輸入參考信號，針對參考信號確定輸入信號的頻率和相位特性，針對幅值特性并不敏感，且對采樣頻率要求較高[14]。本設計中超短波調制信號為40.68 MHz，而普通精簡指令集微處理器(Advanced Reduced Instruction Set Computer Machine，ARM)晶振頻率為12 MHz或24 MHz，采樣頻率達不到相敏檢波方法的要求。而包絡檢波可用簡單電路處理信號，針對信號峰值進行檢波，但不具有對信號進行頻率、相位信息檢測功能[15-17]。
根據阻抗采集技術相關研究[18-19]，結合本系統超短波發生器采用推挽式自激震蕩方式產生震蕩信號，載波信號頻率帶寬為1 MHz左右的情況，由于包絡檢波技術對載波信號頻率特性要求不高，檢波后得到的信號只與幅值有關，與相位無關，并且在患者治療過程中，身體運動影響電路匹配參數，實時性需求較強，因此設計有效的包絡檢波電路對人體阻抗信號處理，較正交檢波和相敏檢波方法效果更好，且節省了硬件資源，縮短了處理器運算時間。
無源二極管包絡檢波電路，是一個串聯型無源包絡檢波電路，由一個二極管和阻抗電容(resistance capacitance,RC)低通濾波器串聯而成[20]，其性能存在明顯不足，檢波失真過大，因此需對二極管的性能有較高要求，在對輸出阻抗要求較高的電路中就會有很大的局限性[21]。所以如果利用運算放大電路的高阻抗輸出特性，可以解決輸入阻抗與輸出阻抗匹配問題。根據二極管高頻特性和傳導電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)仿真的二極管高頻模型，電路工作頻率接近二極管極限頻率的1/2時，二極管容性明顯，檢出波形嚴重失真[22-23]。二極管正向導通時間(二極管由截止向導通轉換)由零偏壓電容和正向導通電流決定；反向恢復時間(二極管由導通向截止轉換)由零偏壓電容和反向恢復電流決定。零偏壓電容與二極管本身特性有關，正向導通電流和反向恢復電流則與電路具體參數有關。無源檢波電路正向導通時的二極管電流主要由正向壓差和二極管內阻決定，反向恢復電流則由載流子排除階段二極管內電流決定。有源檢波電路中，選用電流反饋型運放，將二極管串入反饋支路中，二極管正向導通時間和反向恢復時間根據反饋支路電流大小變化。因此，有源檢波電路可以改善二極管包絡檢波時因正向導通時間與反向恢復時間過長導致的失真現象。
2.2.2 電路設計與參數分析
電路設計要求：
(1) 輸出信號實時性要好，檢波延時盡可能小，檢波后得到的調制信號不宜有過大失真；
(2) 輸出信號電壓波動不宜過大，并完整保留低頻分量；
(3) 解決電路輸入阻抗、輸出阻抗匹配問題。
考慮到上述要求，采用高速ADC和可編程邏輯門電路(Field Programmable Gate Array,FPGA)進行信號處理效果并不理想，且費用較高，所以采用運算放大運放電路和高速檢波二極管來實現。檢波電路由增益G=+1的前置放大器和過零電位導通的檢波放大器組成。針對高頻信號，二極管應選用反向恢復時間短、零偏壓電容小的高速二極管，如2AP系列或1N系列高速二極管，將大大改善電路性能。
前置放大電路主要功能為阻抗隔離。將線圈的限流電阻與檢波放大器的輸入電阻隔離，電壓跟隨器可以滿足阻抗隔離功能需求。如圖 1所示為包絡檢波電路原理圖。
圖1
包絡檢波電路原理圖
Figure1.
The schematic of envelope detection circuit
如圖 1所示，前置電壓跟隨器放大電路電壓增益Av為[24]：
| ${{A}_{v}}=\frac{{{v}_{0}}}{{{v}_{i}}}=\frac{{{R}_{1}}+{{R}_{0}}}{{{R}_{0}}}=1+\frac{{{R}_{1}}}{{{R}_{0}}}\to {{R}_{0}}=\infty \to {{A}_{v}}\approx 1$ |
輸入電阻Ri為：
| ${{R}_{i}}=\frac{{{v}_{i}}}{{{i}_{i}}}\to \infty $ |
其中R0為運放U1反相端與地相連的電阻，圖中未畫出，表示此電阻無窮大。信號輸入端Vin為模擬采集線圈的輸出電壓信號，運放輸入阻抗為無窮大，對采集線圈和檢波電路實現阻抗隔離，保證了在本電路采集信號的同時不影響采集線圈的輸出阻抗，避免增加電路的無功功率消耗，影響其他電路正常工作。
過零電位導通檢波電路主要由一個運算放大器和兩個高速檢波二極管組成，具有電流反饋的運算放大器OPA3684，配合高速二極管和電容進行檢波，檢波電路的特點是時間常數小，不易形成對角線失真的波形。經阻抗隔離后的載波信號經R2電阻輸入U2運算放大器，當載波信號進入負半周期，但不足以使檢波二極管D1、D2導通時，電路呈開環增益狀態，運放輸出電壓增益很大，由于OPA3684運算放大器的電流反饋作用，運放輸出端較大的電壓差導致反饋支路電流增大，使D2加速導通，與R5電阻形成負反饋放大閉環增益狀態；而負半周期電壓信號大于二極管D2導通電壓時，電路為負反饋放大電路，確保電壓信號不失真，所以載波信號負半周期時Vout輸出為正弦正半軸信號。當載波信號在正半周期時，運放U2輸出信號為負，二極管D1導通，U2輸出端為負，運放的反饋電流信號由R5反饋支路迅速抽取二極管D2的載流子，導致D2加速截止，Vout輸出端為零。電容C1起濾波作用，載波信號包絡線主要由C1濾出。可增加二階濾波電路，減小信號的包絡線毛刺，使ADC模塊更好地識別信號的包絡線電壓幅值。
設定包絡檢波電路頻率參數，R6=5 kΩ，C1=20 nF。計算截止頻率：
| ${{f}_{0}}=\frac{1}{2\pi {{R}_{6}}{{C}_{1}}}\approx 1.59\text{kHz}$ |
符合載波頻率與調幅波頻率檢波要求。仿真結果如圖 2所示。
圖2
包絡檢波電路輸出0.5~4.5 V 電壓掃描
中文注解
Figure2. Output of envelope detect circuit 0.5~4.5 V voltage sweep英文注解
由輸出波形得出，濾波電容充電穩定時間約為0.2 μs，穩定后的波形包絡非常明顯，各波形之間沒有數據干擾，對于低速ADC芯片來說，準確率大大提高。
針對信號的頻率特性，需要找出一個最佳的頻率響應，可更好地提取被處理信號的調幅信息。
利用PSPICE的頻域掃描(AC Sweep)功能，對電容C1進行參數掃描，比對輸入信號 Vin=1.5 V時，輸出信號波形，如圖 3所示。
圖3
C1參數40 nF~200 nF頻域掃描分析
Figure3.
The Analysis of AC sweep for C1 Cap 40 nF~200 nF
調制波頻率為50 Hz，選取截止頻率f0=50 Hz，Vmax·(-3 dB)=4.20 V。對應自上而下第2條實心曲線 C1=80 nF。當C1=80 nF時，本電路對應截止頻率f0=50 Hz。
2.2.3 最壞情況分析
從上述仿真結果看，本電路能較好地實現包絡檢波功能。考慮到實際電路制作過程、元器件的偏差以及溫度高低對電路參數的影響，有必要對電路參數的隨機誤差進行分析。PSPICE提供一種最壞情況分析方法，對每個影響隨機誤差的因素都進行使結果變壞的方向取值，這種極端情況在實際應用中出現幾率極低。
本次仿真設置電阻容差5%，獨立隨機變化，服從高斯分布，電容容差10%。針對電路內各電阻和電容進行最壞情況分析，結果如圖 4所示。
圖4
最壞情況分析
Figure4.
Analysis of the worst case
由于電路中各參數影響，電路的截止頻率可能由50 Hz變化至70.968 Hz，這一結果不會影響電路的正常工作，對調制波信號的檢測不會失真。
2.2.4 檢波電路實測
經過多次實驗，為了檢出調制波信號，防止電壓信號衰減過多，調整頻率參數及初級運放電路參數，C1電容為50 nF，最終檢波電路輸入與輸出波形，如圖 5所示。
圖5
線圈采集信號與檢波電路輸出信號對比
Figure5.
Compared collect coil signal with envelope detect signal
電壓跟隨器電路能實現阻抗隔離功能，輸出信號與采集信號一致，相位差φ=5°±0.5。由圖 5中調制波信號輸出波形檢波可見，檢波運放對調制波信號峰值檢測清晰，高速運放的電流反饋功能有效地提高了二極管檢波性能，載波信號輸出波形為調制波信號的局部放大圖，測得包絡線紋波Vpp=200 mV，可被ADC芯片有效讀取，經過數字濾波處理，得到一個可以代表當前電路諧振狀態的值。
3 實驗結果與分析
由于線圈采集到的電壓信號幅值較大，沒有必要過多考慮線圈能量傳輸的問題，僅需注意線圈位置，在保證傳輸信號不失真的前提下，各階段實驗過程中應保持線圈位置不變。
為測試人體阻抗采集電路信號處理效果，將采集線圈置于超短波理療儀的能量發射線圈同軸位置。將75 kΩ電阻與10 kΩ可變電阻串于采集線圈兩端，信號由可變電阻兩端引出，以便調節分壓信號。采集信號由分壓電阻輸入檢波電路處理，輸出電壓經過ADC模塊轉換后將電壓信號輸入MCU進行計算，得出當前ADC兩端電壓值。檢波電路輸出波形由示波器顯示。示波器讀出的平均電壓信號作為參考值，完成ADC模塊的校準工作。ADC測得的電壓值與機器上的諧振狀態電流計讀數對比。通過觀察對比兩種不同方法測得的數據，分析其相關變化規律，進一步論證本設計的準確性、可靠性和理療過程中人體阻抗檢測與調諧功能的實用性。
實驗裝置如圖 6所示。測試用材料為3塊吸水海綿(下文簡稱樣本A、B、C),且大小形狀均不等，分別用來模仿電解質濃度為低、中、高的3種人體組織。調諧電容為空氣電容，由步進電機驅動，每次變化角度由MCU讀出，每隔1°采集一次數據，臨近諧振峰值時需要視情況縮小采集步進，以便準確地檢測調諧過程中檢波電壓變化情況。
圖6
實驗裝置
Figure6.
Experimental apparatus
如圖 7所示，分別將3個樣本的檢波電路輸出電壓與諧振狀態電流計讀數對比，得到各自諧振峰值，對比分析，得出電容位角(對應空氣電容的容值)與采集電壓和輸出電流呈正態曲線變化關系。圖中實線圖形表示通過檢波電路得到的采集電壓，簡稱電壓；虛線圖形表示通過電流計得到的能量發射電路電流，簡稱電流。計算電容位角誤差，樣本A為0.6 °，樣本B為0.4 °，樣本C為0.3 °。由此可知，本次設計的檢波電路，可以精確識別不同人體阻抗對應的電路諧振點。
圖7
檢波電路輸出電壓與能量發射電路電流計讀數對比
Figure7.
Comparison curve of envelope detect circuit voltage and energy emission circuit current
對三組樣本分別通過阻抗采集電路和電流計采集的數據分析，得到諧振狀態電容位角誤差均小于1 °。分別對三組樣本實驗數據進行分析，期望E、標準差σ的數值與能量發射電路供電電壓呈正相關變化，求得同一樣本中兩組不同采集方法得到的數據的協方差Cov(X,Y)，用以計算離散變量相關系數，得到三組數據相關系數ρC≥ρB≥ρA≥0.95,均在可信區間內，證明兩種方法測得的實驗數據具有很高的相關性。由檢波采集電路得到的電壓信號與能量發射電路中電流計讀數具有同等標示人體阻抗是否與電路阻抗匹配的作用。
表2
實驗數據分析
Table2.
Analysis of experimental data
4 結論
針對超短波理療儀特點，設計了人體阻抗高頻信號檢波電路。采用PSPICE進行電路仿真和最壞情況分析，實驗結果證實本電路處理人體阻抗采集信號正確可行。
上述電路的設計與試驗分析結果，檢驗了用于超短波理療儀的人體阻抗信號采集電路的可靠性和采集數據對電路諧振情況反映的真實性。本電路與輸出阻抗調節部分構成了超短波理療儀的人體阻抗自動調諧模塊，實現了自動化實時調節匹配人體與輸出電路阻抗的功能，可識別治療過程中人體組織與能量發射電路之間諧振狀態。本檢測方法具有實時性，在患者治療過程中不斷進行匹配狀態更新，調節電路參數，達到治療劑量輸出最優化目的。改善了治療過程中，因肢體移動引起的阻抗參數不匹配，導致治療效果不佳的情況。
后期研發將針對人體阻抗采集測量精度與實時性兩方面，改進數字濾波算法，提高采集精度，同時縮短采集時間。另外本檢測系統需要阻抗調節系統的支持，對阻抗調節系統的原理與方法進行設計與改進，也可以增強阻抗匹配調諧系統的整體實時性。在此基礎上，期待可研發出控制簡單方便，理療過程一鍵式操作，療效更好的高智能化超短波理療設備。
引言
超短波理療用于物理治療以及藥物輔助治療，已經成為當今理療康復學中不可或缺的一部分，其療效已被大量臨床試驗證明[1-2]。超短波理療儀是在震蕩中產生高頻電磁波，頻率從30 MHz到300 MHz不等，人體在高頻電磁場作用下，機體組織內離子震動、摩擦，產生內源性熱效應以及生物效應，達到消炎、鎮痛、促進血液循環、加強組織再生以及加速新陳代謝的作用[3]。
目前，國外部分超短波電療設備中已實現人體阻抗自動調諧功能。日本丸高公司生產的UW-02小功率便攜式超短波理療儀體積小、操作簡便、患者使用安全，其自動調諧功能更使治療效果得以提升。德國Physiomed公司的PhysiomerM-S脈沖連續兩用機和英國EMS公司的Megapulse senior系列多頻、變頻理療儀則占有市場主導地位。而國內變頻理療儀產品相對落后，相關成果大多以智能控制系統為主[4-6]，而類似人體阻抗調諧匹配等針對治療過程優化控制的功能，尚無相關研究，在理療器械治療過程自動化功能方面尚存空缺。鑒于超短波理療設備應用廣泛，國內產品功能有限，本文針對人體阻抗自動調諧功能的特點，設計了一種人體阻抗檢波電路，可對人體組織阻抗變化實時檢測，以期改善國產超短波理療儀缺乏功能化、人性化設計的理念。
阻抗信號處理方法可分為正交檢波、相敏檢波和調幅波包絡檢波三種。輸出電路參數調節方式也有連續可變電容器調節、非連續電容接入式調節等多種方法。結合超短波理療儀的構造，我們采用調幅波包絡檢波的方法對高頻人體阻抗信號進行處理。調諧電容為連續可變式空氣電容。電容容值連續可調，耐壓值達1 000 V以上，適合本儀器高壓特性。考慮到儀器電路特性，我們利用磁耦合原理，采集能量發射電路的反射信號。經過檢波處理，得到與電路諧振狀態對應的電壓信號，由低速模擬數字轉換芯片(Analog to Digital Converter,ADC)識別，其結果為電路諧振狀態的反映，由微程序控制器(Micro Control Unit,MCU)進一步處理、運算，從而控制能量接受電路中空氣電容的調節。
1 系統實現方法
超短波理療儀(Ultrashort wave diathermy apparatus,UWDA)中超短波發生器采用固定頻率40.68 MHz工作，外加工頻調幅波影響，最終產生載波頻率為(40.68±1) MHz，調幅波頻率為50 Hz的電壓信號，通過輸出線圈對人體組織輸出連續的高頻電磁波進行治療。
根據推挽式超短波發生器電路原理，超短波發生器電路中無對地電壓零點，設計信號采集電路時，不可將超短波發生電路中任何一點接地進行諧振信號采集[7]。利用磁耦合原理隔離超短波發生電路與信號采集電路，可以在不影響機器工作的情況下獲得不失真的感應電信號。將采集到的信號進行包絡檢波處理，提取出高頻信號的峰值，進行ADC轉換。通過MCU數字濾波處理后得到的值(簡稱：檢波均值)，應與能量發射電路諧振狀態一致變化，即電路諧振時，檢波均值最大；電路非諧振時，檢波均值最小；期間變化情況正相關為最理想。相關性較高的信號處理結果才可真實反映電路諧振情況，以便為阻抗調節功能提供有效信號。人體阻抗匹配自動調諧系統由以下四部分組成：反射信號隔離采集電路、反射信號包絡檢波電路、步進電機聯動可變電容裝置，步進電機驅動部分；其中反射信號包絡檢波電路由前置放大、包絡檢波及ADC電路組成。
本研究的實現原理為：在超短波理療儀工作時，向人體輸出能量。根據磁耦合原理，當輸出電路(等效變壓器次級)功率變化時，輸入電路(等效變壓器初級)功率也隨之正相關變化。當輸入電路電壓固定時，由電路匹配參數變化引起的輸出功率變化將引起輸入電路電流變化。將這一變化的電流信號通過采集線圈耦合信號傳入包絡檢波電路，起到高頻信號磁隔離的作用。檢波電路首先對采集電路進行阻抗隔離，再將信號檢波處理，確保線圈對檢波電路的輸入阻抗不影響其功能。針對二極管導通閾值，檢波電路需要實現閾值電壓以下也要有輸出，保證低電壓信號不丟失。檢波電路的理想輸出信號為50 Hz，是以某個與電路諧振狀態相關的值為中心上下波動的正弦波信號。用相應的數字濾波算法，將電路噪聲信號濾除，求出檢波均值。為了驗證上述電路的準確性和可靠性，設計實驗方法對其性能進行分析。
2 關鍵技術
2.1 高頻信號隔離與采集
為了解決信號適配、接地回路消除、電位分離、噪聲過濾等問題，需要選擇正確有效的隔離方式，并保證隔離后采集信號不失真[8]。信號隔離分為磁隔離、光電隔離、電磁與光電聯合隔離等方式。由于輸入電路沒有接地點，利用電磁隔離技術耦合能量發射電路的電壓信號，采集線圈端可以與包絡檢測電路相連并設置信號共地。考慮噪聲對信號采集的影響，將供電系統以及外界電磁輻射的低頻干擾成分濾除。根據相關實驗結論，本設計采用磁耦合隔離技術實現高頻信號隔離和采集[9]。電磁隔離方式在高頻信號傳輸上的優勢，減少了采集線圈繞線匝數和體積，同時較小的線圈磁通量對低頻電壓信號有較好的抑制效果。
2.1.1 耦合系數
本設計利用耦合電感的目的是信號隔離，并不希望信號在傳輸過程中出現衰減或失真。耦合電感的耦合系數是決定信號傳輸的效率和保真性的重要因素，而耦合系數又取決于初級線圈和次級線圈的匝數、相對位置和周圍介質[10]，所以耦合電感的選取與制作，在線圈匝數固定的情況下，還應保證兩線圈軸向位置固定，且選取導磁性穩定的材料作為填充介質，如磁芯。
人體阻抗采集線圈與能量發射線圈，半徑分別為R1和R2，繞線層數為ω1和ω2 ，軸向長度為l1和l2，匝數分別為N1和N2，軸向角度偏移為θ。由于互感系數M12=M21，在本文中只涉及k≤1的情況,在k＞1時,只需將兩線圈互換即可。由畢奧-薩伐爾定律可證明其互感系數M的計算公式為:
| $M={{N}_{1}}{{N}_{2}}{{M}_{21}}$ |
根據兩線圈耦合系數公式求得耦合系數：
| $k=C\int\limits_{0}^{2\pi }{\int\limits_{0}^{2\pi }{\frac{\sin {{\theta }_{1}}\sin {{\theta }_{2}}+\cos \theta \cos {{\theta }_{1}}\cos {{\theta }_{2}}}{{{r}_{21}}}}}$ |
其中C由以下三個參數決定：線圈等效半徑R，線圈繞線層數ω，線圈軸向長度l。
| $C=\frac{\sqrt{\left( 6{{R}_{1}}+10{{\omega }_{1}}9{{l}_{1}} \right)\left( 6{{R}_{2}}+10{{\omega }_{2}}+9{{l}_{2}} \right)}}{100\pi }$ |
由式(3)可知，當耦合系數固定不變時，兩線圈等效半徑、繞線層數和軸向長度都相等的情況下，耦合電感的能量傳輸效率達到最高、體積最小[11]。本設計通過調整采集線圈與能量發射線圈的相對位置、磁通量和導磁介質等參數，選擇適當的能量傳輸效率，保證輸入檢波電路的波形不失真。
2.1.2 電路設計與測試
經由隔離線圈耦合后的高頻信號，次級端由示波器測量，其頻率特性保留完整。由于初級線圈為高壓電路，僅需考慮線圈的耦合系數和次級線圈功率損耗，考慮到次級線圈信號僅做波形檢測用，因此在本采集電路中次級線圈的功率損耗為無功功率。為盡量避免線圈本身的發熱和無功功率的產生，次級線圈阻抗要保證不會過小，以保證采集電路正常工作。
次級線圈阻抗為R，示波器測得感應線圈電動勢如表 1所示。
表1
采集線圈測量數據
Table1.
The measurement data of collect coil
最大電壓為5檔諧振狀態Vmax=125.7 V，最小電壓為1檔非諧振狀態Vmin=13.7 V，這里測量的數據稍有誤差，理想狀況為Vmax=Vmin；計算發熱功耗時，當以最小調諧狀態中Vmax和｜Vmin｜中較大的電壓作為最小電壓功耗。感應線圈最大發熱功耗為Qmax。
| ${{Q}_{\max }}=I_{\max }^{2}\cdot R={{\left\{ \frac{{{U}_{\max }}}{R} \right\}}^{2}}\cdot R=\frac{{{U}_{\max }}}{R}$ |
根據1/4 W電阻規格，額定功率為0.25 W，則R取值為：
| $R\ge \frac{U_{\max }^{2}}{P}\approx 63.20\text{k}\Omega $ |
本設計選用75 kΩ為采集線圈阻抗，避免回路電流過大，以達到抑制無功功率、保護電路的目的。
2.2 高頻信號峰值檢測
峰值檢測是從高頻調幅波中提取出低頻調制信號的過程，可以直接利用非線性器件的相乘作用得到所需的解調電壓。實際應用當中還應考慮到電路的輸入阻抗以及輸出阻抗的匹配問題。
本設計借助個人集成電路模擬程序(Personal Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis，PSPICE)電路仿真軟件完成電路具體參數的設計。PSPICE模型能夠滿足電路動態仿真的要求，其原件模型與實際原件特性相似度較高，根據元件實際參數設置容差值。仿真結果與實驗電路測試結果相近，提高了模擬電路設計的成功率，且節約時間和成本，因而對電路設計有重要指導意義。
2.2.1 檢波原理
檢波技術主要分為正交檢波、相敏檢波和包絡檢波三種。正交檢波主要用于處理帶寬較大的高次諧波信號，將調制后的信號還原為基帶信號[12-13]。正交檢波方法解調信號對原始信號采樣頻率要求較高，要求采集完整的調制信號進行點乘運算，得出的信號不具有實時性，且對系統存儲資源和運算資源要求較高。相敏檢波方法在解調信號過程中，必須輸入參考信號，針對參考信號確定輸入信號的頻率和相位特性，針對幅值特性并不敏感，且對采樣頻率要求較高[14]。本設計中超短波調制信號為40.68 MHz，而普通精簡指令集微處理器(Advanced Reduced Instruction Set Computer Machine，ARM)晶振頻率為12 MHz或24 MHz，采樣頻率達不到相敏檢波方法的要求。而包絡檢波可用簡單電路處理信號，針對信號峰值進行檢波，但不具有對信號進行頻率、相位信息檢測功能[15-17]。
根據阻抗采集技術相關研究[18-19]，結合本系統超短波發生器采用推挽式自激震蕩方式產生震蕩信號，載波信號頻率帶寬為1 MHz左右的情況，由于包絡檢波技術對載波信號頻率特性要求不高，檢波后得到的信號只與幅值有關，與相位無關，并且在患者治療過程中，身體運動影響電路匹配參數，實時性需求較強，因此設計有效的包絡檢波電路對人體阻抗信號處理，較正交檢波和相敏檢波方法效果更好，且節省了硬件資源，縮短了處理器運算時間。
無源二極管包絡檢波電路，是一個串聯型無源包絡檢波電路，由一個二極管和阻抗電容(resistance capacitance,RC)低通濾波器串聯而成[20]，其性能存在明顯不足，檢波失真過大，因此需對二極管的性能有較高要求，在對輸出阻抗要求較高的電路中就會有很大的局限性[21]。所以如果利用運算放大電路的高阻抗輸出特性，可以解決輸入阻抗與輸出阻抗匹配問題。根據二極管高頻特性和傳導電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)仿真的二極管高頻模型，電路工作頻率接近二極管極限頻率的1/2時，二極管容性明顯，檢出波形嚴重失真[22-23]。二極管正向導通時間(二極管由截止向導通轉換)由零偏壓電容和正向導通電流決定；反向恢復時間(二極管由導通向截止轉換)由零偏壓電容和反向恢復電流決定。零偏壓電容與二極管本身特性有關，正向導通電流和反向恢復電流則與電路具體參數有關。無源檢波電路正向導通時的二極管電流主要由正向壓差和二極管內阻決定，反向恢復電流則由載流子排除階段二極管內電流決定。有源檢波電路中，選用電流反饋型運放，將二極管串入反饋支路中，二極管正向導通時間和反向恢復時間根據反饋支路電流大小變化。因此，有源檢波電路可以改善二極管包絡檢波時因正向導通時間與反向恢復時間過長導致的失真現象。
2.2.2 電路設計與參數分析
電路設計要求：
(1) 輸出信號實時性要好，檢波延時盡可能小，檢波后得到的調制信號不宜有過大失真；
(2) 輸出信號電壓波動不宜過大，并完整保留低頻分量；
(3) 解決電路輸入阻抗、輸出阻抗匹配問題。
考慮到上述要求，采用高速ADC和可編程邏輯門電路(Field Programmable Gate Array,FPGA)進行信號處理效果并不理想，且費用較高，所以采用運算放大運放電路和高速檢波二極管來實現。檢波電路由增益G=+1的前置放大器和過零電位導通的檢波放大器組成。針對高頻信號，二極管應選用反向恢復時間短、零偏壓電容小的高速二極管，如2AP系列或1N系列高速二極管，將大大改善電路性能。
前置放大電路主要功能為阻抗隔離。將線圈的限流電阻與檢波放大器的輸入電阻隔離，電壓跟隨器可以滿足阻抗隔離功能需求。如圖 1所示為包絡檢波電路原理圖。
圖1
包絡檢波電路原理圖
Figure1.
The schematic of envelope detection circuit
如圖 1所示，前置電壓跟隨器放大電路電壓增益Av為[24]：
| ${{A}_{v}}=\frac{{{v}_{0}}}{{{v}_{i}}}=\frac{{{R}_{1}}+{{R}_{0}}}{{{R}_{0}}}=1+\frac{{{R}_{1}}}{{{R}_{0}}}\to {{R}_{0}}=\infty \to {{A}_{v}}\approx 1$ |
輸入電阻Ri為：
| ${{R}_{i}}=\frac{{{v}_{i}}}{{{i}_{i}}}\to \infty $ |
其中R0為運放U1反相端與地相連的電阻，圖中未畫出，表示此電阻無窮大。信號輸入端Vin為模擬采集線圈的輸出電壓信號，運放輸入阻抗為無窮大，對采集線圈和檢波電路實現阻抗隔離，保證了在本電路采集信號的同時不影響采集線圈的輸出阻抗，避免增加電路的無功功率消耗，影響其他電路正常工作。
過零電位導通檢波電路主要由一個運算放大器和兩個高速檢波二極管組成，具有電流反饋的運算放大器OPA3684，配合高速二極管和電容進行檢波，檢波電路的特點是時間常數小，不易形成對角線失真的波形。經阻抗隔離后的載波信號經R2電阻輸入U2運算放大器，當載波信號進入負半周期，但不足以使檢波二極管D1、D2導通時，電路呈開環增益狀態，運放輸出電壓增益很大，由于OPA3684運算放大器的電流反饋作用，運放輸出端較大的電壓差導致反饋支路電流增大，使D2加速導通，與R5電阻形成負反饋放大閉環增益狀態；而負半周期電壓信號大于二極管D2導通電壓時，電路為負反饋放大電路，確保電壓信號不失真，所以載波信號負半周期時Vout輸出為正弦正半軸信號。當載波信號在正半周期時，運放U2輸出信號為負，二極管D1導通，U2輸出端為負，運放的反饋電流信號由R5反饋支路迅速抽取二極管D2的載流子，導致D2加速截止，Vout輸出端為零。電容C1起濾波作用，載波信號包絡線主要由C1濾出。可增加二階濾波電路，減小信號的包絡線毛刺，使ADC模塊更好地識別信號的包絡線電壓幅值。
設定包絡檢波電路頻率參數，R6=5 kΩ，C1=20 nF。計算截止頻率：
| ${{f}_{0}}=\frac{1}{2\pi {{R}_{6}}{{C}_{1}}}\approx 1.59\text{kHz}$ |
符合載波頻率與調幅波頻率檢波要求。仿真結果如圖 2所示。
圖2
包絡檢波電路輸出0.5~4.5 V 電壓掃描
中文注解
Figure2. Output of envelope detect circuit 0.5~4.5 V voltage sweep英文注解
由輸出波形得出，濾波電容充電穩定時間約為0.2 μs，穩定后的波形包絡非常明顯，各波形之間沒有數據干擾，對于低速ADC芯片來說，準確率大大提高。
針對信號的頻率特性，需要找出一個最佳的頻率響應，可更好地提取被處理信號的調幅信息。
利用PSPICE的頻域掃描(AC Sweep)功能，對電容C1進行參數掃描，比對輸入信號 Vin=1.5 V時，輸出信號波形，如圖 3所示。
圖3
C1參數40 nF~200 nF頻域掃描分析
Figure3.
The Analysis of AC sweep for C1 Cap 40 nF~200 nF
調制波頻率為50 Hz，選取截止頻率f0=50 Hz，Vmax·(-3 dB)=4.20 V。對應自上而下第2條實心曲線 C1=80 nF。當C1=80 nF時，本電路對應截止頻率f0=50 Hz。
2.2.3 最壞情況分析
從上述仿真結果看，本電路能較好地實現包絡檢波功能。考慮到實際電路制作過程、元器件的偏差以及溫度高低對電路參數的影響，有必要對電路參數的隨機誤差進行分析。PSPICE提供一種最壞情況分析方法，對每個影響隨機誤差的因素都進行使結果變壞的方向取值，這種極端情況在實際應用中出現幾率極低。
本次仿真設置電阻容差5%，獨立隨機變化，服從高斯分布，電容容差10%。針對電路內各電阻和電容進行最壞情況分析，結果如圖 4所示。
圖4
最壞情況分析
Figure4.
Analysis of the worst case
由于電路中各參數影響，電路的截止頻率可能由50 Hz變化至70.968 Hz，這一結果不會影響電路的正常工作，對調制波信號的檢測不會失真。
2.2.4 檢波電路實測
經過多次實驗，為了檢出調制波信號，防止電壓信號衰減過多，調整頻率參數及初級運放電路參數，C1電容為50 nF，最終檢波電路輸入與輸出波形，如圖 5所示。
圖5
線圈采集信號與檢波電路輸出信號對比
Figure5.
Compared collect coil signal with envelope detect signal
電壓跟隨器電路能實現阻抗隔離功能，輸出信號與采集信號一致，相位差φ=5°±0.5。由圖 5中調制波信號輸出波形檢波可見，檢波運放對調制波信號峰值檢測清晰，高速運放的電流反饋功能有效地提高了二極管檢波性能，載波信號輸出波形為調制波信號的局部放大圖，測得包絡線紋波Vpp=200 mV，可被ADC芯片有效讀取，經過數字濾波處理，得到一個可以代表當前電路諧振狀態的值。
3 實驗結果與分析
由于線圈采集到的電壓信號幅值較大，沒有必要過多考慮線圈能量傳輸的問題，僅需注意線圈位置，在保證傳輸信號不失真的前提下，各階段實驗過程中應保持線圈位置不變。
為測試人體阻抗采集電路信號處理效果，將采集線圈置于超短波理療儀的能量發射線圈同軸位置。將75 kΩ電阻與10 kΩ可變電阻串于采集線圈兩端，信號由可變電阻兩端引出，以便調節分壓信號。采集信號由分壓電阻輸入檢波電路處理，輸出電壓經過ADC模塊轉換后將電壓信號輸入MCU進行計算，得出當前ADC兩端電壓值。檢波電路輸出波形由示波器顯示。示波器讀出的平均電壓信號作為參考值，完成ADC模塊的校準工作。ADC測得的電壓值與機器上的諧振狀態電流計讀數對比。通過觀察對比兩種不同方法測得的數據，分析其相關變化規律，進一步論證本設計的準確性、可靠性和理療過程中人體阻抗檢測與調諧功能的實用性。
實驗裝置如圖 6所示。測試用材料為3塊吸水海綿(下文簡稱樣本A、B、C),且大小形狀均不等，分別用來模仿電解質濃度為低、中、高的3種人體組織。調諧電容為空氣電容，由步進電機驅動，每次變化角度由MCU讀出，每隔1°采集一次數據，臨近諧振峰值時需要視情況縮小采集步進，以便準確地檢測調諧過程中檢波電壓變化情況。
圖6
實驗裝置
Figure6.
Experimental apparatus
如圖 7所示，分別將3個樣本的檢波電路輸出電壓與諧振狀態電流計讀數對比，得到各自諧振峰值，對比分析，得出電容位角(對應空氣電容的容值)與采集電壓和輸出電流呈正態曲線變化關系。圖中實線圖形表示通過檢波電路得到的采集電壓，簡稱電壓；虛線圖形表示通過電流計得到的能量發射電路電流，簡稱電流。計算電容位角誤差，樣本A為0.6 °，樣本B為0.4 °，樣本C為0.3 °。由此可知，本次設計的檢波電路，可以精確識別不同人體阻抗對應的電路諧振點。
圖7
檢波電路輸出電壓與能量發射電路電流計讀數對比
Figure7.
Comparison curve of envelope detect circuit voltage and energy emission circuit current
對三組樣本分別通過阻抗采集電路和電流計采集的數據分析，得到諧振狀態電容位角誤差均小于1 °。分別對三組樣本實驗數據進行分析，期望E、標準差σ的數值與能量發射電路供電電壓呈正相關變化，求得同一樣本中兩組不同采集方法得到的數據的協方差Cov(X,Y)，用以計算離散變量相關系數，得到三組數據相關系數ρC≥ρB≥ρA≥0.95,均在可信區間內，證明兩種方法測得的實驗數據具有很高的相關性。由檢波采集電路得到的電壓信號與能量發射電路中電流計讀數具有同等標示人體阻抗是否與電路阻抗匹配的作用。
表2
實驗數據分析
Table2.
Analysis of experimental data
4 結論
針對超短波理療儀特點，設計了人體阻抗高頻信號檢波電路。采用PSPICE進行電路仿真和最壞情況分析，實驗結果證實本電路處理人體阻抗采集信號正確可行。
上述電路的設計與試驗分析結果，檢驗了用于超短波理療儀的人體阻抗信號采集電路的可靠性和采集數據對電路諧振情況反映的真實性。本電路與輸出阻抗調節部分構成了超短波理療儀的人體阻抗自動調諧模塊，實現了自動化實時調節匹配人體與輸出電路阻抗的功能，可識別治療過程中人體組織與能量發射電路之間諧振狀態。本檢測方法具有實時性，在患者治療過程中不斷進行匹配狀態更新，調節電路參數，達到治療劑量輸出最優化目的。改善了治療過程中，因肢體移動引起的阻抗參數不匹配，導致治療效果不佳的情況。
后期研發將針對人體阻抗采集測量精度與實時性兩方面，改進數字濾波算法，提高采集精度，同時縮短采集時間。另外本檢測系統需要阻抗調節系統的支持，對阻抗調節系統的原理與方法進行設計與改進，也可以增強阻抗匹配調諧系統的整體實時性。在此基礎上，期待可研發出控制簡單方便，理療過程一鍵式操作，療效更好的高智能化超短波理療設備。
